TWD | USD

使用內建保護機制的高電流 IGBT 驅動器,進行可靠的工業馬達控制

作者:Steven Keeping

資料提供者:Digi-Key 北美編輯群

設計人員轉向選用高頻率、高電流無刷直流 (BLDC) 馬達,以期在工業控制應用中持續降低成本和能耗。越來越多此類馬達依賴更快的絕緣閘雙極電晶體 (IGBT),而不是金屬氧化物半導體場效電晶體 (MOSFET) 來提高切換速度,進而提升功率密度。但是,為了高效率且安全地運作,設計人員需要在 BLDC 馬達控制器輸出和 IGBT 功率電晶體之間,加入緩衝電路。

由雙極接面電晶體 (BJT)「圖騰柱」電路構成的離散電路,可以提供此類緩衝,但是這種解決方案通常無法提供高電壓和高電流暫態保護,也無法將數位控制器的低電壓輸出位準移位為恰當驅動 IGBT 所需的更高電壓和電流。此外,添加此電路還會使設計過程變得複雜和緩慢,不僅會佔用空間,還會增加物料清單 (BOM) 中的元件。

為了解決這些問題,針對 BLDC 馬達應用設計的新一代整合式高頻率閘極驅動器,整合了驅動 IGBT 所需的緩衝器和增壓電路,同時還增加了保護電路。這些元件除了能提高效率,還具有較少的周邊裝置需求、較低的工作溫度等特點。具有較小的覆蓋區,進一步提高了高頻馬達的功率密度並節省了空間。

本文將簡單介紹更多驅動器基礎知識,並說明高電流 IGBT 驅動器在現代工業電動馬達應用中扮演的角色。接著解釋使用工業級元件所需注意的規格,以便達到最高的保護和效率,同時將成本和複雜性降至最低。本文也將穿插介紹 ROHM SemiconductorTexas InstrumentsON Semiconductor 等公司的範例驅動器,並討論如何將這些驅動器有效地整合到馬達的設計中。

BLDC 馬達驅動器基礎知識

三相直流馬達是常見的電動馬達類型之一,其中以受控的順序 (即換向) 對繞組通電,產生旋轉磁場,使轉子因感應而發生運動。轉子速度與馬達的工作頻率成比例。脈寬調變 (PWM) 疊加在基本工作頻率上,可控制啟動電流、扭力和功率。

高頻運作可提供一些固有的優點。例如,交流電 (AC) 輸入經整流後的假影 (即電流漣波) 會減少,即會降低濾波所需被動元件的尺寸和成本。此外,高頻運作還可以減少因馬達線圈的正弦輸入不理想,所引起的不均勻電動勢 (EMF),從而減少馬達振動和磨損。一般來說,較高頻率的切換可增加功率密度,因而能在給定輸出功率下使用體積較小的馬達。

對於高頻運作,雖然形式多樣,但典型的封閉迴路控制系統包括:

  • 速度控制輸入;這種控制器會為驅動器產生適當 PWM,繼而監控馬達的換向
  • 驅動器;用於切換低側和高側的功率電晶體
  • 採用 H 半橋拓撲結構的功率電晶體;為馬達線圈提供電能

在感測器控制的 BLDC 馬達中,控制迴路將透過霍爾效應感測器的回饋來閉合,並以此監控馬達的旋轉軸 (圖 1)。無感測器的型號則使用反電動勢 (BEMF) 來計算馬達位置。(有關如何為感測器和無感測器的三相 BLDC 馬達設計完整封閉迴路控制系統的更多詳情,請參閱 Digi-Key 文章《如何對無刷 DC 馬達進行供電和控制》、《以正弦曲線方式控制三相無刷 DC 馬達的原因及方法》以及《透過反電動勢控制無感測器的 BLDC 馬達》。)

Texas Instruments 的 MSP430 封閉迴路控制系統 (適用於三相 BLDC 馬達) 示意圖圖 1:適用於三相 BLDC 馬達的典型封閉迴路控制系統,由控制器、驅動器以及 H 半橋功率電晶體構成。此控制系統採用霍爾效應感測器作為回授電路,但無感測器的系統也很受歡迎。(圖片來源:Texas Instruments)

驅動器是 BLDC 馬達控制器設計中的關鍵元件。此元件其實是一個功率放大器,接受來自 BLDC 馬達控制器的低功率輸入,然後為 H 半橋中的高側和低側功率 IGBT 的閘極,產生高電流驅動輸入。不過,最新版的高頻運作驅動器已經過高度整合,可以執行更多任務。

整合式 IGBT 驅動器的優點

IGBT 驅動器可以採用離散元件構建。下圖顯示一個為驅動功率電晶體而設計的雙極性接面電晶體 (BJT)「圖騰柱」電路 (圖 2)。雖然這個例子採用較為傳統的 MOSFET,但此配置適合用於 IGBT。

Texas Instruments 的 BJT 圖騰柱 MOSFET 驅動器示意圖圖 2:雖然離散的 BJT 圖騰柱 MOSFET 驅動器能良好運行,但會產生反向電壓和擊穿風險,且缺乏保護機制。(圖片來源:Texas Instruments)

此電路有兩個關鍵缺點:輸出端有反向電壓;以及在閘極電壓暫態期間會發生一些擊穿。另外,在通電和斷電時 (BJT 驅動電源達到滿工作電壓之前),IGBT 可能會同時經歷高電壓和高電流。這會增加功率耗散,並可能導致過熱和永久性損壞。雖然設計人員可以添加保護電路,來滿足工業 BLDC 馬達所要求的安全標準,但設計會具有挑戰性,且額外的元件也會增加成本、複雜性和尺寸。

離散 BJT 圖騰柱電路的另一個問題是:缺少位準移位。數位功率控制目前在 BLDC 馬達控制中佔據主導地位,但只能提供低電流/電壓輸出。例如,數位控制器所發送的 PWM 訊號通常是 3.3 V 的邏輯訊號,無法有效地開啟 IGBT。這就需要透過位準移位,將來自控制器的低電流/電壓 PWM 訊號,升高到啟動 IGBT 所需的高電流/電壓 PWM 訊號 (通常為 9 至 12 V)。

整合式高電流 IGBT 驅動器,除了具有降低設計複雜度、縮短開發時間及減小尺寸等顯著優點之外,還解決了離散解決方案的所有問題。這些元件將高電流驅動器,放在靠近電源開關的位置,不僅能最大限度地減少高頻切換雜訊的影響,還可降低控制器的功率耗散和熱應力。

例如,ROHM Semiconductor 的 BM60212FV-CE2 整合式閘極驅動器等解決方案就非常適合驅動高側和低側 IGBT 對。此元件與 3.3 或 5 V 控制器邏輯訊號相容,同時可提供高達 1200 V 的高側浮動電源電壓和 24 V 的最大閘極驅動電壓;最大開/關時間為 75 ns;最大輸出電流為 4.5 A (峰值為 5 A,持續 1 μs)。

內建保護機制

BM60212FV-CE2 等新一代 IGBT 驅動器均含有內建的保護電路,主要提供欠壓鎖定 (UVLO) 和去飽和保護 (DESAT)。

UVLO 可避免在導通過程中發生過熱和損壞。導通時,如果閘極電壓 (MOSFET 為 VGS,IGBT 為 VGE) 過低,電晶體將會迅速進入飽和區,導致導通損耗和功率耗散上升的危險。下面的效應圖顯示 VGS 的值會如何影響功率電晶體 (圖 3)。同樣,MOSFET 只是用於舉例說明,但類似的特性也適用於 IGBT。紅色曲線的右側為飽和區域並由恆定的汲極對源極電流 (IGBT 則為集極到射極電流) 定義,與 VGS 有關,但與汲極到源極電壓 (VDS) 無關。

VGS 的汲極電流與汲極到源極電壓的關係圖圖 3:如果 MOSFET 或 IGBT 在完全導通前進入飽和區 (紅線右側),則損耗會升高。(圖片來源:Texas Instruments)

解決方案就是加入 UVLO,這樣可在電源供應器達到足夠的電壓位準之前不會向閘極施加電壓,從而確保 MOSFET 或 IGBT 能夠快速導通,避免功率耗散過大。例如,Texas Instruments 的 UCC27512MDRSTEP IGBT (及 MOSFET) 閘極驅動器就包含 UVLO 機制,可在電源供應器未達到設計人員指定的 UVLO 閾值時,將驅動器的輸出接地 (圖 4)。 UCC27512MDRSTEP 是一款低側閘極驅動器,可提供 8 A 的流入峰值電流。

TI 的 UCC27512MDRSTEP IGBT 驅動器示意圖圖 4:許多 IGBT 驅動器 (如 TI 的 UCC27512MDRSTEP) 都包含 UVLO,可確保驅動器在電源供應器達到閾值之前,不會啟動 IGBT 的切換。(圖片來源:Texas Instruments)

ON Semiconductor 的 NCV5702DR2G 是一款具有 DESAT 功能的典型 IGBT 驅動器。此保護電路會將 IGBT 的集極至射極電壓 (VCE),與參考電壓進行比較。如果前者電壓較高,則 IGBT 驅動器將關閉輸出,以保護功率電晶體。

NCV5702DR2G 是一款高電流 IGBT 驅動器,可在馬達驅動應用中驅動高側和低側 IGBT 對。此元件可透過 -0.3 到 5.5 V 的輸入,提供高達 22 V 的輸出。其流入峰值電流為 6.8 A (13 V 輸出),而流出峰值電流為 7.8 A (-5 V 輸出電壓)。

NCV5702DR2G 會在元件完全導通後監控 IGBT 的 VCE;正常運作時,新型 IGBT 的 VCE 應在 3 V 左右。如果 VCE 明顯較高,往往表示存在過電流或類似的應力事件,而這些事件可能會損壞 IGBT。

VCE 在啟動後的一小段時間內通常較高 (大約 1 μs 後才會穩定在較低的位準),因此為防止 DESAT 保護機制過早運作,與參考電壓進行的比較會延遲一段「遮沒時間」,而此時間透過電容 CBLANK 設定 (圖 5)。

ON Semiconductor 的 NCV5702DR2G IGBT 驅動器示意圖圖 5:ON Semiconductor 的 NCV5702DR2G IGBT 驅動器設有 DESAT 保護電路,可在 VCE 超出參考電壓 VDESAT-THR 時,關閉向 IGBT 發送的輸出。CBLANK 將設定時間延遲,確保不會在 IGBT 完全導通之前執行 DESAT 保護動作。請注意:ON Semiconductor 在規格書中使用 NCD570x 作為參考。(圖片來源:ON Semiconductor)

除了保護電路之外,整合式 IGBT 驅動器通常還具有效率提升功能,因此相較於由離散元件構成的驅動器,這些元件能夠提供卓越的效能。

最大限度提升效率

BLDC 馬達的功率密度部分取決於效率;由於 BLDC 會耗散更多的功率,因而需要更強大的熱管理功能,包括使用更大的散熱片,而這會增加解決方案的尺寸。

在電晶體切換期間產生的損耗,可分為靜態或動態損耗。靜態損耗由參數產生,如元件的寄生電阻;而動態切換損耗則部分歸因於寄生電容。

在切換期間,電晶體的功率耗散將與電源電壓、閘極電荷 (QG) 以及切換頻率成比例。在給定的電源電壓下,如果不想影響效率,那麼在提高切換頻率以增加功率密度後,就必須透過降低 QG 進行平衡。

IGBT 的 QG 主要由寄生電容產生,而其中的大部分又是來自於米勒電容。雖然米勒效應首次發現於三極管,但也影響著現代電晶體並表現為整體輸入電容的增加,這是因為在切換循環階段,輸入和輸出端子之間的電容被放大。除了會導致 QG 增加外,此效應也是限制高頻電晶體增益的主要因素。

當電晶體在所謂的米勒平台區域工作時,米勒電容最為顯著。在該區域,閘極電壓會保持恆定 (通常約為 10 V),而閘極驅動電流則為充電或放電狀態,端視 IGBT 是導通還是截止而定。如果驅動器可配置為在米勒平台提供高驅動電流,則可顯著減少該階段的持續時間,並幫助降低切換損耗。

IGBT 驅動器 (如 ON Semiconductor 的 NCV5702DR2G 以及 ROHM Semiconductor 的 BM60212FV-CE2) 可在米勒平台提供高電流,因而能夠縮短米勒平台並確保更嚴格地控制開關。具體來說,高電流驅動可降低 IGBT 切換期間的導通能量 (EON),從而有助於限制功率耗散。除此之外,高 IGBT 驅動器電流 (由 IGBT 驅動器的內部低阻抗 FET 產生) 可確保即使在高切換頻率下,驅動電路也主要由外部串聯電阻耗散功率;因此,從散熱角度來看,也更易於管理。

另外,米勒效應還會增加低側 IGBT 切換損耗。當開啟高側 IGBT 時,若關閉的低側 IGBT 會在集極出現電壓突波 (dv/dt),則會發生這個問題。電壓突波會產生感應米勒電流並使其通過米勒電容流向低側 IGBT 的閘極電容 (圖 6 (a))。如果從閘極到接地 (GND) 的路徑具有臨界阻抗 (由閘極電阻 RG 造成),米勒電流可能會將閘極電壓推高到閾值位準之上,並可能讓低側 IGBT 導通數十或數百奈秒,從而令切換損耗增加。若想避免這種情況,一種作法是實作負閘極電壓,但缺點是需要第二個 DC 電源。

另一種作法則是提供閘極到 GND 的低阻抗路徑。NCV5702DR2G 和 BM60212FV-CE2 等驅動器可提供「主動式米勒箝位保護」。這些元件透過在 IGBT 閘極到閘極驅動器的箝位引腳之間增加走線來實現這種保護。一旦電壓輸出 (VO) 降到主動式米勒箝位閾值 (VMC-THR) 之下,箝位引腳即會短接至 GND,同時防止 IGBT 閘極上的電壓上升到閾值電壓以上並切換低側 IGBT (圖 6 (b))。而一旦閘極驅動器輸入端收到 IGBT 導通訊號,箝位引腳即會與 GND 斷開。由於箝位引腳僅在閘極電壓降至 VMC-THR 閾值以下時才會接合,因此可確保此引腳的功能不會干擾由使用者 (透過選擇 RG) 控制的正常關閉切換效能。

米勒效應可增加低側 IGBT 損耗的示意圖 (按此放大)圖 6:當高側 IGBT 在關閉的低側 IGBT 中引起電壓突波時,米勒效應會增加低側 IGBT 的損耗。突波會產生感應電流並使其通過米勒電容流向低側 IGBT 的閘極電容 (a)。解決方案 (b) 是將箝位引腳短接至 GND,防止電壓上升到足以導通低側 IGBT 的程度。(圖片來源:ON Semiconductor)

IGBT 驅動器的設計考量因素

即使是採用高效能的整合式 IGBT 驅動器,設計人員也需要克服一些難題,才能避免 BLDC 馬達控制器中出現不需要的電壓尖波、振鈴和誤導通。這些問題通常是因電源供應器旁路不良、佈局不佳以及驅動器和功率電晶體不匹配而引起。

舉例來說,IGBT 的導通和截止,相當於對大型電容負載進行充電和放電,例如將 10,000 pF 的負載在 50 ns 內從 0 提升至 15 V。此操作所需的電流為 3 A (由 I = dV x (C/dt) 得出)。從本例可知,驅動器的電流輸出將直接與電壓擺動和/或負載電容成正比,而與上升時間成反比。值得注意的是,實際情況下的充電電流雖不穩定,但會在 4.7 A 附近達到峰值,因此驅動器必須要有足夠的餘裕來應對這一峰值。ROHM Semiconductor 的 BM60212FV-CE2 等元件,可提供 4.5 A 的輸出電流以及 5 A 的峰值電流,因此是此類應用的理想選擇。

除了峰值電流以外,設計人員還必須謹記,IGBT 驅動器必須要在 50 ns 內從電源供應器汲取此電流。一個快速汲取此電流的技巧,就是在非常靠近 IGBT 驅動器正偏壓電源 (VCC) 引腳的位置,增加一對並聯的旁路電容 (其電容值至少為負載電容的 10 倍,並且具有互補的阻抗曲線)。這些電容的等效串聯電阻 (ESR) 和等效串聯電感 (ESL) 應儘可能地低,且其引線長度也應盡可能短。

IGBT 驅動器需要極低的阻抗路徑,讓電流返回至接地。在典型的拓撲中,有三條路徑可使電流返回至接地:

  • IGBT 驅動器和控制器之間
  • 驅動器和其本身電源供應器之間
  • 驅動器和所驅動 IGBT 射極之間

為減小電感和電阻,每條路徑應儘可能短而寬。此外,接地路徑應保持分開,尤其要避免負載的接地電流影響到控制器至驅動器的介面。一個好的作法是,將 PC 板的一個銅層專門用於接地,並確保電路中的所有接地點均返回到同一個實體點,以避免產生差動接地電位。

為了達成高頻開關所需的快速上升和下降時間,載流導體的長度應維持在最小長度。由於每公分的長度會增加約 8 nH 的電感,因此 95 A/μs 的 di/dt 值,會使每公分導線長度產生 1.9 V 的暫態 L (dI/dt) 電壓,而該電壓會從驅動器的輸出中減去。實際效果便是,從 IGBT 驅動器輸出到 IGBT 閘極的導體長度每增加一次,上升時間就會增加。例如,導體長度增加一公分,可能會使上升時間從 8 ns 增加到 28 ns。另外,較長的導體長度還會帶來另一個有害影響,那就是快速切換時可能會增加電磁干擾 (EMI)。

最後,IGBT 驅動器的電感值越低,切換效能會越好,因為此電感實際上是與 IGBT 射極串聯並產生回授,從而增加切換時間。圖 7 顯示 IGBT 驅動器切換高側和低側功率電晶體對的典型應用電路。

ROHM Semiconductor 的 BM60212FV-CE2 整合式 IGBT/MOSFET 驅動器示意圖圖 7:高電流整合式 IGBT/MOSFET 驅動器的典型應用電路 (在本例為 ROHM Semiconductor 的 BM60212FV-CE2),具有 UVLO 和米勒箝位功能。(圖片來源:ROHM Semiconductor)

結論

工業用 BLDC 馬達需要更高的功率密度,對控制電子元件增加要求,而傳統的離散 MOSFET 元件解決方案難以滿足這些要求。IGBT 驅動器針對高頻率、高電流運作提供解決方案,能夠為高功率密度的 BLDC 馬達驅動 IGBT。隨著技術不斷演進,這些元件不僅更易用、更具整合性,而且還增加了許多功能,既能保護功率電晶體,又能提高效率和節省空間。

如上所述,若想充分利用這些 IGBT 驅動器,設計人員需要根據 IGBT 的頻率和電源電流要求來適配相應的驅動器及周邊裝置元件,同時還要仔細思量電路板的佈局。

參考資料

  1. Fundamentals of MOSFET and IGBT Gate Driver Circuits,Laszlo Balogh,Texas Instruments,2017 年 3 月。
  2. Low-side gate drivers with UVLO vs BJT totem-pole,Mamadou Diallo,Texas Instruments,2018 年 2 月。

聲明:各作者及/或論壇參與者於本網站所發表之意見、理念和觀點,概不反映 Digi-Key Electronics 的意見、理念和觀點,亦非 Digi-Key Electronics 的正式原則。

關於作者

Steven Keeping

關於出版者

Digi-Key 北美編輯群